DFT-S OFDM可以认为是的频域产生方式，是OFDM在IFFT调制前进行了基于傅立叶变换的预编码。不加循环前缀的传输信号可以表达为：S=FN* TN，M FM D，其中FM是M点FFT。

　　DFT-S OFDM也具有两种模式：集中式和分布式。图2是集中式DFT-S OFDM的示例，其中m 1……m M表示M个不同的调制器传输的比特数，而f 1……f M表示N点IFFT的M路输入。在发送端，先对块长为M的调制信号进行M点FFT信号处理，再根据子载波映射模式将M点FFT的输出信号映射到N个子载波上，经过IFFT将信号转变为时域信号之前，可以进行频域脉冲成型。与时域脉冲成型类似，频谱成型可以在频谱的利用率和PAPR间折衷，如果滚降系数大于 0，则使频谱扩张，这与时域脉冲成型要求的过采样率相对应。

　　接收端为图2的逆过程。在去保护间隔和N点FF T处理以后，频域的接收信号为：R=HTN，M FM D +n，此时DFT-S OFDM也能在频域进行均衡。

　　2  系统参数设定和均衡器

　　在 LTE的提案中，很多仿真结果都是在3GPP步行环境B类信道(PB)3 km/h或者车载环境A类信道(VA)120 km/h的情况下。不论是还是DFT-S OFDM，在经过这样的衰落信道后，其接收信号都将成为频率选择性信号。如果用户所占用的子载波上的信道不是常值的话，就需要频域均衡器来恢复信号。本文中采用迫零(ZF)均衡器。

　　对于OFDMA系统，在经过ZF均衡后，信号可以表达为：

　　其中n'=H*Wn，W是对角矩阵，定义

　　为：

　　在OFDMA的接收端，经过均衡后，恢复的数据直接送入软解调和解码单元。很明显，由于信道是频率选择性的，可以获得频率分集增益。信道的频率选择性越强，则OFDMA能获得的频率分集增益越大。在下节中，仿真结果将证实我们的分析。

　　对于DFT-SOFDM系统，在进行最小均方误差(MMSE)均衡后，信号可表示为：R=H*W(HTN，MFMD+n)=H*WHTN，MFMD+n'，其中

　　比较D和R，可以看到DFT-SOFDM在频域均衡后，在解调和解码单元前，还需要进行M点的IFFT(与发送端相对应)。经过M点IFFT后，信号可表示为：

　　其中。已恢复的数据D送入DFT-S OFDM接收端的软解调和解码单元。DFT-S OFDM的优势在于其信号的时域实现能够在一定程度上降低PAPR。但是，由于解码也是在时域进行的，DFT-S OFDM只能利用时域选择性衰落。

　　表1 给出了本文仿真的公共参数[7]。

　　3  仿真结果的比较

　　DFT-S OFDM和OFDMA两种上行多址方式的链路级仿真结果如图3所示。当每用户分配300个相邻子载波时，两种多址方式的未编码系统的误码率(BER)性能分别如图3中红色和蓝色线所示，这里，两者都是理想信道估计，均采用ZF均衡。

　　可以看到，DFT-S OFDM性能劣于OFDMA，原因在于信道是频率选择性的。OFDMA在频域进行解调，其性能取决于深衰落的子载波；而对于DFT-S OFDM，解调是在时域进行的，并且其信号是IFFT之前信号的平均，不能有效利用信道频率选择性，所以其性能劣于OFDMA。然而。DFT-S OFDM对信噪比(SNR)更为敏感，随着SNR的增加，OFDMA和DFT-S OFDM性能会逐渐接近。

　　图4给出了每用户分配300个相邻子载波、16相正交幅度调制(16QAM)调制时，两种多址方式的编码系统的误块率(BLER)性能。这里 OFDMA采用了ZF均衡，而DFT-S OFDM采用了MMSE均衡。可以看到，当BLER为10-2时，OFDM与DFT-S OFDM相比，具有3 dB的增益。原因在于信道是频率选择性的，OFDMA能有效利用信道的频率选择性。所以，结合编码的OFDM系统与时域编码系统相比，能获得明显的增益。